SKORI WEBLAPJA
Kisteljesítményû 300V/12V DCDC konverter
Több elektromos készülékben szükség van ún. segédtápra. A segédtáp a berendezést tápláló feszültségbõl elõállítja a belsõ egységeket mûködtetõ (általában kisebb) feszültségeket. 230V-os hálózatról mûködõ berendezésekben a vezérlõáramkörök gyakran 5V - 15V feszültséget igényelnek, noha a berendezés lényegi részei (pl. villanymotor, fényforrások, mágneskapcsolók, stb.) közvetlenül a hálózati feszültségrõl mûködnek.

Viccesen hangzik, de pl. egy tápegységnek is szüksége van segédtápra. Pl. a kapcsolóüzemû tápegységek zöme (Pl. PC tápok, laptop-táp, stb) olyan felépítésû, hogy a transzformátorának primer oldalán vannak vezérlõ áramkörei, és a szekunder oldali feszültséget egy optocsatolón keresztül figyeli. A primer oldali vezérlõ IC-k és további alkatrészek mûködéséhez azonban az egyenirányított hálózati feszültség (kb. 300V) nem használható közvetlenül, azaz segédtápra van szükség. Erre többnyire az a megoldás, hogy a transzformátort egy külön szekunder tekerccsel egészítik ki, ami ezeket az áramköröket táplálja, így csak az áramkörök indulását kell megoldani 300V-ról - ezt a feladatot gyakran egyszerûen elõtét-ellenállással oldják meg.

Vannak olyan esetek, amikor a fenti megoldás azért nem célszerû, mert pl. a tápegységünk kimenetét szeretnék széles tartományban szabályozni, ezért a transzformátorának szekunder feszültsége nem lesz állandó érték. Hasonló a helyzet akkor, ha a tápegységünk kimenete nem stabilizált (pl. egyszerû rezonáns tápegység), ezért a transzformátorán kialakított szekunder feszültség a bementi feszültségtõl, függ - ugyanakkor azt szeretnénk, hogy széles bemeneti feszültség tartományban mûködõképes legyen.
Ilyen feladatokra ismertetek egy egyszerû alternatív megoldást - errõl fog szólni ez az oldal. Természetesen egy ilyen dcdc konverter, mint ahogyan a cikkbõl remélhetõleg kiderül, elég univerzális és széleskörûen felhasználható.

Az egyik áramköröm tervezésekor felmerült, hogy milyen jó lenne, ha nem kellene a segédtáppal vacakolni, csak betenni egy egyszerû, olcsó "kapcsolóüzemû stabkockát" és a feladat megoldva. A lehetõségeket keresve felmerült az ötlet, hogy az eredetileg kapcsolóüzemû dugasztápokhoz kifejlesztett flyback céláramköröket fel lehetne használni ilyen célra , de nem az adatlapon szereplõ transzformátoros megoldással, hanem egyszerûbben: építsünk belõle (ha lehet) step-down (más néven buck) konvertert. A kiszemelt IC típusa TNY255 - bár széles a választék ilyen típusú céláramkörbõl, sok szempont szól TNYxxx tipusok, és azon belül a TNY255 mellett.
A legfontosabb az ára, jelenleg (2016jan.) 55Ft-ért kapható az egyik alkatrészboltban. A további szempotok:
- nem igényel külön tápfeszültséget (ill. az IC belül elõállítja saját magának),
- egyszerû, kevés külsõ alkatrész szükséges hozzá,
- és mint kiderült jól használható mint step-down konverter.

Az alábbi kapcsolási rajzokat a TNY255 adatlapjáról másoltam ki:


Az IC D és S kivezetése a belsõ kapcsoló FET drain és source lábait jelentik, ez kapcsolja a transzformátor primer oldalát. Az EN lábon keresztül egy optocsatolóval vezérlejük az áramkört (ezzel figyeli a kimeneti feszültséget), a BP lábon pedig egy 100nF-os kondenzátor szükséges az IC belsõ áramkörei számára (a belsõ segédtáp hidegítése).

De ha ez ennyire egyszerû miért építsünk belõle step-down konvertert? Azért mert ahhoz nem kell transzformátor, tehát egyszerûbb, olcsóbb, kisebb lehet. Sokat keresgéltem az Interneten, hogy használja-e valaki step-down konverternek ezt az IC-t, és meglepõ módon nem sok értelmes találatot kaptam, így nekiálltam kísérletezni - elvégre ha véletlenül kinyírok egy 55Ft-os IC-t talán nem megyek csõdbe miatta :) Össze is raktam az alábbi áramkört:

Következzen az alkatrészek méretezése. Be kell vallanom, hogy az ábrán ugyan kb. az optimális értékek szerepelnek, elsõ nekifutásra simán saccográffal :) méreteztem. És bár mûködött, és használható is volt az áramkör a saccolt értékû alkatrészekkel, kiderült, hogy érdemes kicsit utánaszámolni a dolgoknak (pl. jobb hatásfok és stabilabb mûködés elérése céljából). Az egyik meglepetés, amit nem túl jól saccoltam elsõre, a szükséges tekercs induktivitása. Elsõre azt hittem, hogy célszerû relatíve nagy induktivitást használni, mert a viszonylag magas tápfeszültség miatt az áram elég gyorsan változhat a tekercsen, és azért is hogy a kapcsolóüzembõl eredõ áram-hullámosság minél kisebb legyen a tekercsen, így 1mH...3mH induktivitással kísérleteztem. Végül is mûködött, de... nem tetszett, hogy melegszik az IC. Mellesleg kiderült, hogy szinte kinyírhatatlan ebben a kapcsolásban az IC. Ha túlmelegszik akkor egyszerûen lekapcsol, ha lehûlt, akkor újra elindul. Ha a kimenetét rövidre zárjuk akkor sem szalad meg az áram - ez a mûködésébõl adódik - késõbb visszatérek rá. Szóval a hõvédelmet leteszteltem :) , többször is :) De miért melegszik annyira? A megoldás: a dióda miatt, ha a tekercs árama folytonos, akkor az IC-ben levõ FET mindig a nyitott diódára kapcsol rá, aminek van egy adott lezárási ideje. Ez alatt az idõ alatt jelentõs veszteség keletkezett. Tehát a tekercset úgy kellene méretezni, hogy mire elérkezik az üzemi frekvencia következõ periódusa, addigra a tekercs árama 0-ra csökkenjen, és a dióda még a FET nyitása elõtt lezárjon. Tehát lesz egy maximális induktivitás érték, aminél nem célszerû nagyobbat használni. Ugyanakkor túl kicsi induktivitást sem használhatunk, mert nagyon rövid bekapcsolási idõtartamok adódnának, másrészt pedig a holtidõt növeljük vele (itt azt tekintem holtidõnek, amikor sem a FET, sem a dióda nincs nyitva). Ez a holtidõ nem célszerû, ha túl nagy, mert kisebb lesz az a maximális áram, amit ebbõl a tápból ki lehet venni.

Ha elolvassuk (és meg is értjük) az IC adatlapján a mûködését, akkor bármely be és kimenõ feszültséghez (v. feszültség tartományhoz) kiszámolhatjuk a megfelelõ induktivitás értéket. Amúgy szerintem elég érdekes az IC mûködése, mindenképpen megér néhány mondatot! Tehát: ha a kimeneti feszültség még nem érte el a kívánt értéket, (vagyis az optocsatoló még nem hat vissza), akkor az IC a belsõ órajelének megfelelõ ütemben bekapcsolja a belsõ FET-et. (130kHz - 7,7usec) Az áram növekedni kezd a tekercsen, egészen 280mA-ig - ekkor az IC kikapcsolja a FETet a következõ periódusig. A tekercs árama ekkor csökkenni kezd, ha jól méreteztük, akkor valamivel azelõtt csökken nullára, mielõtt a FET újra bekapcsol. Amikor a kimenet eléri az üzemi feszültséget, akkor az optocsatoló tranzisztora kinyit és letiltja a következõ bekapcsolási ciklust (vagy akár több ciklust is). Tehát a szabályozás úgy történik, hogy az IC néhány ciklusban folyamatosan 280mA-nél kapcsol le, míg eléri a kíván kimeneti feszültséget, majd kihagy néhány ciklust, amíg a kimeneti feszültség a beállított érték alá nem csökken. Ez a megoldás kicsi teljesítmény esetén is igen jó hatásfokot eredményez, cserébe a kimeneti feszültség néhányszor 10mV-nyit hullámzik. Itt jön a képbe a C3, C9 kondenzátor méretezése. Elsõre azt gondolnánk, hogy minél nagyobb kapacitást építünk be annál kisebb lesz a feszültség hullámossága. Egy bizonyos kapacitás értékig ez így van, de egy adott határ felett, ha tovább növeljük a kapacitást, akkor a hullámosság nem csökken tovább, hanem helyette a bekapcsolt/letiltott ciklusok száma növekszik, azaz a hullámosság frekvenciája kezd csökkenni. Ez a kapacitásérték függ az IC EN bemenetének hiszterézisétõl, az optocsatoló erõsítésétõl és a zener meredekségétõl is. A tekercstõl eltérõen itt nem álltam neki számolgatni, helyette oszcilloszkóppal mértem, és kipróbáltam párféle kapacitás értéket. Az optimum 200uF körüli volt 13,2V kimeneti feszültségnél, azonban az ekkora kapacitású elkó, a 130kHz-es komponensre nézve nem elég kicsi impedanciájú, (ez megint csak elég jól látszott az oszcilloszkópon) így szükség volt egy néhány uF kapacitású kerámia kondira is. Eredetileg úgy terveztem, hogy csak SMD kerámia kondit teszek a kimenetre szûrésnek, de sajnos a 10...20uF, ami reálisan berakható lenne kerámia kondiként, sajnos kevés. Így maradt 4,7uF SMD kerámia + 220uF elkó páros, mint kimeneti pufferkondi.

A kivehetõ áramerõsség ebben a kapcsolásban elméletileg 140mA lenne, ami a 0-280mA áramhullámosság átlagértéke. Azonban a korábban említett holtidõ ezt jelentõsen csökkenti. A gyakorlatban a másik korlátozó tényezõ az IC melegedése. 100...120mA terhelésnél, egy idõ után már elérte azt a hõfokot az IC, ahol a belsõ védelem lekapcsolt, 80mA terheléssel viszont hosszútávon is mûködött.

A belsõ FET maximális D-S feszültsége 700V, step-down kapcsolásban emiatt ennyi a maximális bemeneti feszültség értéke is. Kíváncsi voltam, hogy ez a gyakorlatban is így van-e, ezért egy feszültség kétszerezõ egyenirányítót kapcsoltam a hálózati leválasztó trafómra, és az így kapott 650V-ról is kipróbáltam az áramkört. Talán egy kicsit jobban melegedett az IC, mint 300V-ról, de rendben mûködött! A legkisebb feszültség, amirõl az áramkör képes mûködni, elsõsorban az IC adatlapján szereplõ maximális kitöltési tényezõbõl adódik. A gyakorlatban, ahhoz, hogy a kimeneten megjelenjen a stabil 13,2V kb. 24V bemeneti feszültség kellett. Szerintem a 24V-650V bemeneti feszültség tartomány igen különlegessé, univerzálisan felhasználhatóvá teszi ezt a kis áramkört. A rengeteg felhasználási lehetõségnek szinte csak az ember fantáziája szabhat határt. Az egyik ilyen ötlet, pl.: meglevõ flyback tápegység (pl. régi laptop táp) szabályozhatóvá tehetõ úgy, hogy a vezérlõ IC tápját a transzformátoráról leválasztjuk, és a dcdc konverterrõl tápláljuk, majd a visszacsatolásába (többnyire a TL431 áramkörébe) beépítünk egy szabályozó potmétert amivel a 2,5V-tól a névleges kimeneti feszültségig szabályozhatjuk a tápot. De szerintem az a kedves olvasó, aki ide ért a cikk olvasásában, talán már el is gondolkozott azon, mire lehet még jó ez a kis áramkör.

A késõbbiekben (ha lesz még egy kis idõm erre) leírom, hogyan lehet kiszámolni adott be és kimeneti feszültséghez az optimális induktivitás értékét, ill. esetleg felteszek egy kis java scriptet és táblázatot, ami kiszámolja. De még mielõtt befejezném mára, ide teszem képeként a kapcsolás NYÁK tervét is, íme:


Tekercs hozzávetõleges méretezése:
Bemeneti
feszültség
[V]
Kimeneti
feszültség
[V]
Frekvencia
IC adatlapról
[kHz]
Áramlimit
IC adatlapról
[mA]
Induktivitás
Lmax
[uH]
Induktivitás
Lmin
[uH]
A számolt Lmax induktivitásnál nagyobbat nem célszerû használni, mert akkor nem lesz kellõ ideje a diódának lezárni, mielõtt az ICben levõ FET kapcsol, és rosszabb lesz a konverter hatásfoka. Kisebb induktivitás érték esetén csökken a maximálisan kivehetõ áram értéke, és növekszik a korábban említett "holtidõ", amikor sem az IC-ben levõ FET, sem a dióda nincs kinyitva. Emiatt nem célszerû Lmin értéknél kisebb induktivitás használata. A kivehetõ áram elméleti maximuma az IC áramlimitjének a fele optimális induktivitás érték esetén. Azonban ezt a gyakorlatban tovább korlátozza az IC melegedése, tehát az elméleti értéknél a gyakorlatban valamivel kisebb áram vehetõ ki, anélkül, hogy az IC túlmelegedne. A fenti számoló táblázat nem veszi figyelembe az áramkör összes paraméterét, azért az induktivitás optimális értéke kis mlértékben eltérhet az itt kiszámolttól, de ettõl még az eredmény teljesen jól használható.

folyt.köv.
Skori
@2016.jan.